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news 2025/7/31 2:41:19

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摘要：

本communicaition提出了一种双极化全金属垂直公共馈电平板波导槽阵列天线。最初提出了一种公共馈电的单层槽平板波导来实现双极化阵列。此设计消除了传统背腔公共馈电的复杂腔体边缘的必要性，提供了一种更简单的天线结构。在2x2子阵列种发展了宽十字辐射槽和更高隔离的正交模式转换器，在简单结构上有着显著的带宽提升。之后，两组使用H面空心波导的公共馈电电路连接子阵列。设计了一个16x16槽阵列，并且其馈电部分由V波段的层压铜板扩散烧结制造。实测的反射低于-10dB的带宽为8.8%，并且两个馈电端口之间的隔离度在56-67GHz优于50.8dB。对于两个极化的实测峰值增益高于32.3dBi。天线效率高达60%，重叠带宽为9.8%。

索引词：

扩散烧结，双极化，空心波导，正交模式转换器，平板波导，垂直公共馈电，槽阵列。

引言：

平面双极化阵列在许多应用中引起了显著关注，包括卫星通信，基站通信和雷达系统。公共馈电平面双极化天线，提供了比顺序馈电和部分公共馈电天线的更大带宽，但是结构复杂，提升了制造难度和生产成本，特别对于需求高增益的全金属大规模阵列。

有着2x2槽子阵列的背腔双极化阵列天线是已经成为延伸研究主体的经典公共馈电双极化阵列天线。在子阵列中，腔体，工作为一个功分器，把电磁波从下面的馈电波导的输出端口耦合到上面的四个辐射单元。这样的排布可以保证低于0.9 $\lambda_0$ 的紧凑单元间距，从而避免高频处的不期望栅瓣。然而，这些天线有着确定的缺点：1)腔体的复杂结构，使用金属壁，柱子或探针建立，导致对于天线设计的提升挑战和时间需求；2)制造腔体层包括如刻蚀或者铣削之类的过程来实现所期望的结构和与其他层电接触或对齐的小心考虑。这将导致在天线制造上提升的困难和成本。紧凑的馈网，使用E面波导，脊波导或者脊槽波导，保证了没有一个背腔和以紧凑间距实现辐射单元的一对一激励。然而，这些设计显著提升了馈电网络的复杂性，其也提升了制造难度和成本。最近，基于垂直公共馈电的平板波导槽阵列天线已经被发展，其避免了传统公共馈电天线的复杂物理腔体。然而，其对于双极化阵列天线的应用还没有发表的研究报导。

OMT在双极化阵列天线的馈电系统中很关键，分离或者组合两个正交的极化波。用于公共馈电阵列的高隔离OMT通常分为三种类型:第一种使用两个堆叠短路的H面波导，耦合纵向槽在两者之间并且一个十字槽坐落在上部波导的上壁来作为输出。这个类型或为高剖面(三层波导)，或为低剖面(有移相器的双层波导)。两种类型特点是，有一个从边上两个正交放置的E面波导馈电或者一个从边上的E面波导和一个从底部的H面波导馈电的一个极化隔离的腔体。在[19]中，不同的波导组合方式被用于给此腔体馈电。对于第三种类型，两个分离的堆叠耦合腔体被E面波导馈电并通过一个矩形槽连接来获得更好的隔离。有质量地评估最优OMT的带宽和隔离是具有挑战的因为它们都略微地与其他天线器件耦合，例如背腔，辐射单元，并且很少独立设计。关于结构复杂性，第一种OME有着最简单的结构。有着用于阻抗匹配的多级阶梯，虹膜或者脊的复杂极化隔离或者耦合的腔体对于另两种OMT很必要。此外，第一种有着更低的剖面优于H面波导的内部低剖面，并且高度上的改变不会影响其截止频率，不像E面波导。

本通信首次提出了一种基于虚拟腔的垂直公共馈电的全金属双极化平板波导槽阵列。通过引入有着周期壁的空气填充虚拟腔，所提出的天线消除了与传统设计相比的复杂背腔结构的必要性。这导致一个简化的结构和一个更便利的制造过程。此外，我们将传统的十字辐射槽替换为了准方型腔体来降低子阵列的Q值，因此拓展了带宽，通过本征模分析。此外，引入了第一种OMT的高剖面版本的提升设计。这次迭代包括了厚的纵向耦合槽代替传统的厚十字槽，提升了子阵列带宽和端口隔离。最终，一个有着简单结构和提升性能的公共馈电双极化阵列天线被成功实现了，只对馈电电路使用了扩散烧结技术。

第二部分天线阵列和子阵列的结构

图1显示了所提出的16x16单元双极化槽阵列天线的结构。天线使用厚度为0.2mm的薄铜板堆叠而成。辐射槽在x和y方向上的间距为3.9mm(61.5GHz的中心频率0.8 $\lambda_0$ )。最上层包含用于辐射的16x16准方型槽，槽下一个大腔体由8x8十字型槽馈电。一个多层薄铜板框坐落在腔体的边缘来支持上面的辐射层。两个公共馈电电路被用于提供正交电磁波，底部单层馈电电路1用于提供x方向极化，顶部双层馈电电路2用于提供y方向极化。一个厚的纵向槽名为耦合槽1,连接馈电电路1的末端到馈电电路2的顶层的波导。类似地，耦合槽2连接馈电电路2种底部和顶部的波导。两个标准WR15波导连接从天线背部出来的两个平面馈网的输入。本工作的仿真结果使用ANSYS HFSS获得。

2x2槽子阵列的结构如图2所示，对用的参数如下所示。四个辐射槽共享隐藏的空气腔体，参考为虚拟腔，周围没有物理结构除了PBC壁。在虚拟腔周围PNC的装载允许电磁波在虚拟腔内的互耦。相对地，传统设计在腔体周围有着建湖壁，避免了直接波耦合。

在周期排布的虚拟腔之间的互耦自然幸好曾等效PEC和PMC壁，如图3(a)和(b)所示。

x方向虚拟腔的边缘壁可以等效看作相同距离放置耦合槽的两个同轴对齐相同的电场。因此，电场平行于腔体壁，形成了等效PMC。类似地，在y方向虚拟腔的边缘壁可以等效看作在耦合槽内两个平行对齐相同电场的中心。这就导致垂直于壁的电场朝向和等效PEC壁的形成。并且辐射槽被等辐同相激励，如图3(c)所示。

第三部分：天线设计

A.子阵列设计

为了简化来引导宽带2x2槽子阵列的设计，我们对于包含虚拟腔的槽单元作为本征模分析。图4(a)显示了不同槽宽的槽单元的模型。基于以往的分析，PEC和PMC被用于模式的边界来保证x方向的而计划。槽的长度被固定为中心频率的半个自由空间波长来实现有效的辐射。如图4(b)所示，当槽宽增加时，Q值随着谐振频率的下降基本保持为常数，更宽的槽宽对于获得更大的带宽更具有优势。类似地，不同虚拟腔体的不同厚度对于Q值的影响和谐振频率如图4(c)和(d)中所示，其中槽宽保持为2.4mm并且其有着一个更低的Q值。其显示了虚拟腔厚度对于两者的影响，腔体厚度越低，Q值越低，谐振频率越高。最终，虚拟腔的厚度被选在1.8mm到2.0mm之间作为最初值来实现61.5GHz中心频率的谐振。

除了辐射槽和虚拟腔，OMT需要被设计来保证一个子阵列。因此，使用了第一种类型的OMT.此外，一种高剖面的版本被选择了因为有着低剖面的版本需要额外的180度波导移相器来保证相邻横向槽之间的同相激励，并且移相器会在频带边缘衰减天线口径上的场的辐相分布。对于高剖面版本，两种解决方案被示意在图5。类型1包含了厚的十字槽，代表了传统设计，同时类型2有着厚纵向槽的特点，代表了提出的设计。

图6显示了两者的反射和它们的实现增益，类型2在反射和实现增益上提供了优秀的带宽。在VSWR<2的条件下，类型2端口1的带宽为13.5%，比类型1有着2.7%的提升。对于端口2的带宽为11.1%，相对类型1有着2.7%的提升。类型2的提升归结于使用了厚的纵向槽代替了厚的十字槽。基于波导宽壁设计纵向槽提供了对于反射或耦合更健壮的控制，相比较设计横向槽因为纵向槽从波导中心轴的位置可以被控制，而横向槽的位置不能。这就是在两个设计中端口1带宽比端口2带宽宽的原因。通常地，槽越厚，耦合越弱，带宽越窄，并且通过使用一个更厚的纵向槽和一个更薄的十字槽，如类型2所示，可以实现一个更宽的带宽。

两个子阵列的E面和H面辐射方向图被示意在图7。在 $\theta=0^o$ ，类型2的E面和H面的交叉极化低于-50dB,同时类型1低于-35dB。图8给出了2x2槽子阵列的输入端口之间的隔离度。实线表示了不同十字槽厚度的类型2的隔离度，其中OMT的整体高度保持为常数(4.2mm)，并且纵向槽随着十字槽的厚度变薄而变厚。虚线表示类型1的隔离度。当十字槽厚度下降时，类型2的隔离度提升了。当十字槽的厚度到达1.6mm时类型2变为类型1并且两者隔离度为35dB。类型2的隔离度，如图5所示，在整个频带内高于52.1dB当之子槽厚度下降为0.2mm时。类型2有着更好的隔离度因为更厚的纵向槽在槽区域衰减了更多的高次模波导模式，使得从端口1到2更少的耦合波。

B.馈电网络设计

图9显示了天线的整体馈网和输入过渡段,H结和四路功分的详细结构。馈电电路1包含纵向槽附在末端的级联H结和T结来提供x方向极化。馈电电路2是双层的并且包含级联T型结和四路功分通过末端十字槽给出y方向极化。两个馈电网络都通过一个简单输入过渡段从背部馈电。四路功分的底层是T型结，其通过终端的耦合槽2连接上方的蓝色波导。这个结构保证了四路功分的输出终端的四个十字槽同相，并且不像[17]，相邻的十字槽的相位不随着频率变化因为这些槽的馈电路径的长度是相同的。为了实现一个宽带宽，尺寸为il2xiw2和nixnw的虹膜被添加在H结和四路功分的输入波导。输入过渡段，T型结，H结和四路功分的设计结果如图10(a)所示。反射在56-67GHz低于-25dB。通过级联这些器件，在两个馈电电路1和2的反射如图10(b)所示。反射被很好已知在-15dB以下。

第四部分天线加工与验证

A.天线加工

所提出的天线由九个不同团的薄铜板组成。每个铜板的厚度为0.2mm，除了辐射槽的顶层板。顶层板的厚度被调整为0.3 mm来避免形变因为其只由外部框架支撑。底部的七个不同刻蚀图案的铜板使用扩散烧结制造。两个而是团的顶部铜板不需要烧结只需要用销钉固定。铜德电导率在仿真中被设为 $5.8\times 10^7 S/m$ 。制造的天线被示意在图11，天线的尺寸为 $8.4\times8.4\times0.37cm^3$ ，口径为 $6.24\times 6.24cm^2$ 。在天线背部使用了一个jig来固定天线并连接标准WR-15波导用于实测。

B.反射和隔离

天线的实测和仿真S参数被示意在图12(a)，没有过度刻蚀的仿真结果显示对于端口1和端口2VSWR<2的共享带宽为14%。在VSWR<1.5的条件下，端口1的带宽为11.9%,比[4]中结果有了6.9%的提升，端口2的带宽为10.9%,与[4]中相比有4.1%的提升。实测的反射特性在高频度衰减，由于过度刻蚀，这意味着在制造中的尺寸比设计尺寸更大，如图11(b)所示。 $35\mu m$ 的过度刻蚀的仿真反射与尺侧相比吻合良好。在实测结果中，对于VSWR<2的贡献带宽为8.8%(58-63.4GHz)，并且实测隔离在整个带宽内优于50.8dB。为了使得实测结果与设计结果匹配，参数在刻蚀过程中被调整为刻蚀下 $30\mu m$ 为了补偿过度刻蚀效应，如图12(b)所示。

C.方向性，实现增益和效率

图13显示了方向性，实现增益和天线效率。远场测试决定了暗室中的实现增益，近场口径分布的傅里叶变换计算方向性。优于近场测试系统的频率限制，实测只在十个不同频点，57-67GHz。实测的方向性和实现增益与 $35\mu m$ 刻蚀的仿真结果吻合练好。仿真方向性在过度刻蚀和非过度刻蚀中没有差异，过度刻蚀在反射上比较明显，显著影响了实现增益。特别地，对于端口2g过度刻蚀的实现增益在65GHz处比没有过度刻蚀的低了约2dB。对于端口1的实测最大实现增益为32.4dBi,并且天线效率从58.1-66.1GHz上高于60%。端口2有着最大的32.3dBi的实现增益和58.4-64.4GHz9.8%带宽高于60%的天线效率。

D.不对齐研究

天线性能不只受过度刻蚀影响也受层数间不对齐影响。潜在的不对齐影响天线性能主要存在于辐射槽层，虚拟腔层和馈电层因为它们相对位置的变化干扰了虚拟腔最初的周期性和场分布。图14显示了无过度刻蚀和对齐误差的天线的S参数和实现增益。虚拟腔层在仿真中被固定，同时辐射槽层和馈电层在x和y方向被偏移(-0.2,0,0.2mm)。最大的不对齐出现在x和y方向相对位置为0.4mm时。不对齐对于反射有最小的影响但显著影响了隔离度，最大衰减出现在最大不对齐处，如蓝线所示。不对齐也影响实现增益因为其衰减了口径分布。在最大不对齐处，两个端口的实现增益下降了约1dB,并且天线效率掉了约20%。可以期待当层之间的不对齐增加时，隔离度和实现增益会衰减的更多。幸运的是，四个不对齐在样品中已经被标注，如图11(b)所示，有效地见笑了不对齐低于0.2mm。

E.辐射方向图

$35\mu m$ 过度刻蚀的在E面和H面59，61.5和64GHz端口1的实测和仿真方向图被示意在图15。由端口2激励的辐射方向图与端口1类似。在两个面上对于两个端口的辐射方向图实测和仿真吻合良好。在这些频率下，在E和H面上实测的交叉极化电平在E面和H面上分别低于-34.7dB和-40.2dB，对于端口1,对于端口二，分别低于-42.5dB和-31.5dB。

F.比较

表I给出了所提出的天线与气压不同的双极化公共馈电空气填充波导阵列天线。与[4]相反，所提出的天线只需要对馈电电路扩散烧结而不是整个部分，节省了55%的成本。进一步地，准方型辐射槽和提升的OMT，所提出的天线在仿真上实现了7.5%的带宽提升，且结构更简单。在此，[5]和[19]使用铣削工艺实现了20GHz以下的高性能双极化天线。然而，它们的结构非常复杂并且没考虑层之间的潜在泄露，使得其很难应用在60GHz以上的频带；[10]和[20]使用了间隙波导来避免泄露并且在30GHz频带实现了天线。然而，[20]有着窄的带宽。[10]提升了带宽但天线效率只有55%。总得来说，所提出的天线的主要优势是低结构复杂度，其使得天线更易于在60GHz以上的频带制造。并且，天线有着高于50.8dB的隔离，高于80%的天线效率和这些天线中最低的1.4 $\lambda$ 的剖面高度。

第五部分结论

本工作给出了一个基于虚拟腔的全金属垂直公共馈电双极化波导槽阵列天线，为了简化和提升性能。引入了带有周期边界壁的虚拟腔消除了对于背腔结构的需求，简化了设计和加工。公共准方槽和一个带有2x2槽子阵列的提升OMT显著提升了与传统设计相比天线的带宽和隔离度。对于馈电电路只用扩散烧结技术实现了一种结构简单、性能提升的16x16槽公共馈电双极化阵列天线。实测的VSWR<2的带宽为8.8%，略微壁仿真的14%低由于 $35\mu m$ 过度刻蚀。在两个端口之间的隔离度在56-67GHz上优于50.8dB。对于两个极化的峰值增益为32.3dBi,天线效率在9.8%的带宽上优于60%。简单结构，良好性能和低剖面使得其对于高频应用很有前景。